一种高效率H6结构不隔离单相光伏并网逆变器_嵇保健

第32卷 第18期 2012年6月25日 中 国 电 机 工 程 学 报

Proceedings of the CSEE Vol.32 No.18 Jun.25, 2012 ©2012 Chin.Soc.for Elec.Eng.

9

(2012) 18-0009-07 中图分类号：TM 46 文献标志码：A 学科分类号：470·40 文章编号：0258-8013

一种高效率H6结构不隔离单相光伏并网逆变器

嵇保健，王建华，赵剑锋

(东南大学电气工程学院，江苏省 南京市 210096)

A High Efficiency Non-isolated Single-phase Photovoltaic Grid-connected Inverter With

H6-type Configuration

JI Baojian, WANG Jianhua, ZHAO Jianfeng

(School of Electrical Engineering, Southeast University, Nanjing 210096, Jiangsu Province, China)

ABSTRACT: This paper proposed a novel, high efficiency, transformerless single phase photovoltaic grid-connected inverter with six active switches that alleviate leakage current issue. This topology embeds two unidirectional freewheel units into the midpoint of a full bridge inverter, which provide novel freewheel paths and separate battery cells from a grid during freewheeling time. Body diodes with poor performances of active switches are not used so it achieves higher efficiency. Meanwhile, there is no need of split capacitors like that in topologies with dc bypass structure. The detailed power stage operating principles, PWM scheme, grid-connected control strategy and key components design are described. Simulation and experiment results verify that this topology features low common mode voltage, high power quality and high efficiency. KEY WORDS: common voltage; leakage current; photovoltaic; non-isolated single-phase inverter

摘要：提出一种新颖的高效率六开关逆变器(H6)拓扑，解决了无变压器单相光伏并网逆变器漏电流问题。该拓扑将两个单向续流单元嵌在全桥逆变器桥臂中点之间，以获得续流通道，并在续流阶段将太阳能电池板和电网分离。该拓扑续流回路不经过性能较差的体二极管，有利于获得更高效率；同时，无需直流旁路结构中的分裂电容。详细介绍该拓扑的工作原理、脉宽调制(pulse width modulation，PWM)驱动逻辑、并网控制方法以及关键电路设计。仿真与实验验证了该拓扑具有低共模电压、高质量的并网波形和高效率特征。 关键词：共模电压；漏电流；光伏；不隔离单相逆变器

标之一。针对微逆变器场合，文献[1-4]提出并研究了准单级式的交错并联反激高频链并网逆变器，但功率容量偏小，不适合于中大功率场合。中功率场合多采用两级式不隔离甚至三级式高频隔离架构，若前级采用高频隔离方式，相对较为复杂，且功率两级式不隔级数较多，影响效率提升及可靠性[5-6]。离架构甚至单级式架构能够有效地提高系统效率，但取消电气隔离后，不可避免地带来了一些负面影响，如漏电流、直流分量等[7-9]。其中漏电流的存在是制约非隔离型结构推广应用的最主要因素。以标准全桥逆变器为例，在单极性调制时，会产生一个幅值为输入电压、并以开关频率高频变化的共模电压。考虑到PV组件寄生电容的存在(nF-mF级)，系统将出现较大的漏电流[7-10]。从降低电磁干扰(electromagnetic interference，EMI)，特别是保证安全性的角度出发，各国标准均对并网逆变器漏电流作出了严格限定。例如，德国标准DIN VDE 0126-1-1规定：无变压器光伏并网逆变器中对地漏光伏并网系统必须在0.3 s电流峰值大于300 mA时，内与电网断开。

因此，近年来，漏电流问题成为了非隔离型并网逆变器的研究热点之一。各国学者多通过改进全桥逆变器结构来解决该问题。目前，已提出了一系列新型拓扑[7-15]。这些结构不同方式增添了辅助电路，通过强制改变续流回路，使得续流阶段太阳能电池板与电网脱离。逆变器桥臂中点仍输出三电平电压，保留了单极性调制的特点，以实现高效率；而拓扑中主开关管工作模态则得以改变，按照双极性方式调制，从而消除了漏电流。其中，文献[9]介绍了德国SMA公司专利H5逆变器拓扑，相对而

0 引言

高效率是光伏并网逆变器研究及设计的核心目

基金项目：江苏省产学研前瞻性项目(BY2011156)；江苏省科技支撑计划项目(BE2011174)。

Project Supported by the Prospective Project of Production, Learning and Research in Jiangsu Province (BY2011156); Science and Technology Supporting Program of Jiangsu Province (BE2011174).

10 中 国 电 机 工 程 学 报 第32卷

言，该拓扑所用器件最少，成本较低，但续流阶段电流要经过反向恢复问题严重的开关管体二极管，不利于效率进一步提高。文献[10-13]介绍了带直流旁路的全桥逆变器，交流侧电流纹波小，降低逆变器的损耗。但在直流侧，必须通过分裂电容提供中点。文献中未提及这个问题的影响和解决途径，但无疑将加大控制的难度。文献[7-8,14-15]介绍交流旁路六开关逆变器(H6)拓扑，采用双极性调制，通过时序控制可以有效抑制共模电压及漏电流，获得单极性调制的效果，但文献[14-15]中的拓扑电流仍要经过性能较差的开关管体二极管。

针对上述现象，本文提出一种新型带交流旁路单元六开关逆变器(H6)拓扑，将两个单向续流单元嵌在全桥逆变器桥臂中点之间，以获得续流通道，并在续流阶段将太阳能电池板和电网分离。该拓扑续流回路经过的器件数量少，且不经过性能较差的体二极管，有利于获得更高效率；同时，无需输入均压控制。下面给出详细分析与验证。

电感。对应调制策略如图1(b)所示，G1—G6为开关管S1—S6的驱动信号。G1—G4由正弦调制波和三角载波比较得到，分别在正半周和负半周调制工作，而S5、S6根据电网频率工频工作。

如图1所示，Udc为直流输入电压；ugrid为电网电压；uAN、uBN为桥臂中点(A、B)对直流母线负端N的电压；Cpv为光伏组件的寄生电容。该并网逆变器的共模电压ucm和共模电流icm可以表示为

ucm 0.5(uAN uBN) (1) icm CPV

ducm

(2) dt

由于脉动的uAN、uBN是漏电流的激励源，为了抑制漏电流，应尽量降低共模电压ucm的变化，如果能使ucm为一恒定值，则基本能消除漏电流。 1.2 工作原理

下面结合图2、3来叙述新型带交流旁路单元六开关逆变器的具体工作原理。图2为新型带交流旁路单元六开关逆变器满载条件下的仿真波形。 图3为新型逆变器的工作模态图。

1 新型拓扑结构及工作原理分析

1.1 电路结构

新型拓扑结构如图1(a)所示，图中：S1—S6为开关管；D1、D2为续流二极管；L1、L2为进网滤波

uac/V iL/A

G1G4

G5G2G3

G6200

0 20010

0 1020

30

40 t/ms

50 60

grid

UBN/V

(a) 驱动及并网波形

(a) 主电路拓扑

G1GG2Gicm2/A Ucm2/V

25015050 5025015050 5025015050 500 100 200 30030

0 3020

30

40 t/ms

50 60

GG(b) 驱动逻辑

Ucm/V UAN/V

(b) 共模电压及共模电流波形

图1 新型H6逆变器及时序逻辑图

Fig. 1 A novel H6 inverter and timing logic diagram

图2 新型H6逆变器关键波形 Fig. 2 Key waves of the novel H6 inverter

第18期 嵇保健等：一种高效率H6结构不隔离单相光伏并网逆变器 11

波电感L2、S4构成回路向电网供电。桥臂输出电 压为

grid

uAB Udc (3)

工作模态II，S1、S4关断时，如图3(b)所示，2）

并网电流经S5、滤波电感L1、交流电网、滤波电感

L2、二极管D2构成续流回路维持并网电流。桥臂输

(a) 工作模态I

出电压为

uAB 0 (4)

3）工作模态III，负半周工作时，开关管S6直

通，S2、S3以相同驱动信号高频开关，S1、S4、S5常断。S2、S3导通时，如图3(c)所示，输入电源经

S2、S6、滤波电感L2、交流电网、滤波电感L1、S3

grid

构成回路向电网供电。桥臂输出电压为

uAB Udc (5)

4）工作模态IV，S2、S3关断时，如图3(d)所

(b) 工作模态II

示，并网电流经S6、滤波电感L2、交流电网、滤波

电感L1、二极管D1构成续流回路维持并网电流。桥臂输出电压为

uAB 0 (6)

可见，该调制方式的桥臂输出效果与单极性调

grid

制方式相同，正半周为 1、0调制，负半周 1、0调制。图2仿真波形验证了这一点。

而对于共模电压而言，如图4所示，电网电压的正半周期，当S1、S4开通时，钳位A点对直流地

(c) 工作模态III

电压为输入电压Udc；钳位B点对直流地电压为

0 V(不考虑开关管管压降)。此阶段共模电压ucm为

ucm 0.5(udc 0) 0.5udc (7)

当S1、S4关断时，D2、S5续流。此时利用关断的S1、S3开关管结电容实现均压，钳位A点对直流

grid

(d) 工作模态IV

grid

图3 新型H6逆变器工作模态

Fig. 3 Operation modes of the novel H6 Inverter

1）工作模态I，如图3(a)所示，电网电压正半周时，开关管S5直通，S1、S4以相同驱动信号高频开关，S2、S3、S6常断。S1、S4导通时，如图3(a)所示，输入电源经S1、滤波电感L1、交流电网、滤

图4 H6逆变器共模电压分析

Fig. 4 Common-mode voltage analysis of the H6 inverter

12 中 国 电 机 工 程 学 报 第32卷

地电压为输入电压一半；利用关断的S2、S4开关管结电容实现均压，钳位B点对直流地电压为输入电压一半。此阶段共模电压ucm为

及H6逆变器各部分损耗分析对比，可以看出，相比H4逆变器，H6逆变器由于多了两个高频工作开关管，导通损耗P_on上升9.446 W；但由于避免了

体二极管较差的反向恢复问题，开关损耗P_sw反倒ucm 0.5(0.5udc 0.5udc) 0.5udc (8)

下降6.472 W，最为显著的变化是，反向恢复损耗

若输入电压Udc不变，则共模电压始终保持恒

P_rr大幅下降35.116 W。在滤波器损耗不变的情形

定。电网电压的负半周期共模电压的分析与正半周

下，总损耗下降32.142 W，效率有效提升约一个百

期类似，本文不在赘述。

分点，主要得益于拓扑中二极管的优化。

最终两桥臂中点输出电压对直流母线负端形

成的共模电压ucm基本恒定，为输入电压一半值。如图2所示，直流母线负端对交流地共模电压ucm2基本为一直流分量上叠加低频分量，因而等效共模电容Cpv(用1 nF电容模拟)上流经共模电流icm2很小，远低于标准中30 mA限制。

由上述分析可见，本拓扑无需输入分裂电容即可实现共模电压抑制，同时本拓扑中续流回路经过专门的快恢复二极管，避免了传统全桥拓扑中特性较差的体二极管。以实际使用Infineon公司

2 关键问题分析

2.1 并网控制方法

本文提出的新型H6逆变器要使并网电流跟踪电网电压，只涉及有功功率控制。并网电流的控制方式主要包括电流滞环瞬时比较方式和正弦脉宽调制(sinusoidal pulse width modulation，SPWM)控制方式。两种方法比较而言，滞环方法控制简 单、动态性能好，但开关频率变化范围大，输出滤波器的设计困难；SPWM控制方式开关频率固定，易于设计输出滤波器，只含有三角载波频率的谐波，谐波含量小，但动态响应较慢。因此本文采用正弦调制波与三角载波比较电流控制方式，即SPWM技术[17]。

为实现逆变并网，本文采用如图6所示控制策略。锁相电路(phase-locked loop，PLL)先将电网电压变换成一个与其同步的电压方波信号，通过DSP程序读基准正弦波表格数据，达到输出基准正弦波的目的。控制电路部分采用电流环控制策略，向电网注入与电网同频同相电流。电流给定幅值参考值路获得电网电压相位角，并查询对应正弦表数据

SPW47N60C3为例，Cool Mos技术引入有效减小其导通电阻Rdson，典型值仅为70 m ，能够有效减小导通损耗，但代价是其体二极管特性较差。其反向恢复峰值电流Irrm典型值为73 A，反向恢复时间典型值为580 ns；而IXYS公司DSEI 60-06A反向恢复峰值电流及反向恢复时间典型值分别为4.4 A与50 ns，两者均相差一个数量级。文献[16]指出，二极管性能对开关损耗影响很大。除二极管反向恢复损耗本身较大，它还会导致开关管开关损耗的增加。相对于单极性H4拓扑及文献[14-15]所报道拓率。从这个角度来讲，该效率提升方案类似于半桥双降压式逆变器，后者亦采用独立二极管取代体二极管[16]。

图5给出2200W额定功率下单极性H4逆变器

损耗/W

扑，本拓扑规避了该问题，有利于进一步提高效 Iref系逆变桥直流侧电压环输出给定，再经PLL电

sin ，并由sin 、Iref乘积获得瞬时电流参考信号iref。电流环调节器输出值经与三角载波交截得到逆变器SPWM调制信号。将上述过零检测信号和SPWM

P_on P_sw

P_rr P_mag 损耗类别

P_t

图5 H4逆变器及H6逆变器损耗分析 Fig. 5 Loss analysis of H4 and H6 Inverter

图6 H6逆变器控制框图

Fig. 6 Control method of the H6 inverter

第18期 嵇保健等：一种高效率H6结构不隔离单相光伏并网逆变器 13

uGS5(25 V/格), uGS1(10 V/格)

调制信号通过逻辑电路得到开关管的控制信号G1、

G2、G3、G4、G5和G6，对主电路开关管进行控制。 2.2 电感设计

并网逆变器的输出滤波电感的选取要综合考虑多方面的因素，电感值越大，则纹波电流小，线路损耗小。同时，电感损耗和体积重量变大。因此，通常选择电感的纹波电流为输出额定电流Igrid的

t(4 ms/格)

10%~20%[18]。

逆变器的开关频率远大于电网基波频率，因此，在一个高频开关周期内，电网电压近似恒定。

u(10 V/格)

(a) S1和S5驱动电压

一个周期内电感电流的变化量为

iL

(Udc Ugrid(N))DTs

L1 L2

(9)

式中：D为一个高频开关周期内的占空比；Ugrid(N)为电网第N个高频开关周期内的电压。

一个高频开关周期内满足Ugrid(N) DUdc，代入式(9)得：

t(4 ms/格)

(b) S1和S4驱动电压

iL

(Udc Ugrid(N))Ugrid(N)Ts

(L1 L2)Udc

(10)

UAN(250 V/格)

UBN,2ucm(200 V/格)

当Ugrid(N) Udc/2时， iL最大，即：

iLmax

UdcTs

(10~20)%Igrid (11)

4(L1 L2)

t(4 ms/ 格)

输出滤波电感需满足：

(c) 桥臂中点对直流地电压UAN、UBN及两倍共模电压ucm

L1 L2

0.25UdcTs

图7 驱动电压及共模电压 (12)

(10~20)%Igrid

Fig. 7 Drive voltage and common voltage

uin(200 V/格) iin(1 A/格)

3 实验验证

为验证该无漏电流拓扑可行性，研制了一套

2 200 VA两级式原理样机，其中前级为不隔离的Boost变换器。实验参数为：Boost变换器输入电压Udc 200~450 VDC；中间母线电压Ubus 400 VDC；输出电压Ugrid 220 VAC；输出频率fac 50 Hz；输入直流母线电容Cin 2 000 F；输出滤波电感L1

ug(250 V/格)

ig(5 A/格)

t(4 ms/格)

L2 880 H；输出滤波电容Cf 4.7 F。电网采用

图7为驱动电压及共模电压，由图可知，基于双极性调制，两个桥臂中点输出电压对直流母线负端电压均呈现三电平特性。基于示波器Math求和功能(CH1 CH3)可知，其叠加后高频脉冲相互抵消，最终直流侧共模电压基本恒定，意味着系统漏电流将很小。

图8进一步给出并网输入输出电流波形，其中：

uin(200 V/格)

iin(1 A/格)

(a) 输入100 W轻载波形

Chroma AC source模拟。

ug(250 V/格) ig(5 A/格)

t(4 ms/格)

(b) 输入1 kW半载波形

14

uin(200 V/格) iin(2 A/格)

中 国 电 机 工 程 学 报

第32卷

4 结论

本文在全桥电路基础上所提出的新型带交流旁路单元的六开关逆变器拓扑，在桥臂输出仍为单极性调制波的同时，消除了共模输出电压的高频脉动，使其仅以电网频率低频变化，将漏电流抑制至几乎可以忽略的程度。

t(4 ms/格)

ug(250 V/格) ig(5 A/格)

(c) 输入2 kW满载波形

相对于前面提出的消漏电流结构。本电路工作时电流流进器件相对较少，不经过性能较差的体二极管，无需输入分裂电容和均压控制。这些特点有助于提高可靠性和变换效率。

除验证原理分析的正确性，仿真和实验也验证了，本文针对该拓扑所提出的控制方案和电感设计可行，并取得了良好效果。本电路在消除漏电流的同时，取得了优良的入网波形质量和高变换效率。

图8 输入输出电压电流波形

Fig. 8 Input/output voltage and current waveforms

uin为输入电压；iin为输入电流；ug为并网电压；ig为并网电流。测试结果如图9曲线所示。可知随功率增加，PF值接近1，总谐波畸变率(total harmonic

distortion，THD)减小，效率在轻载时稍低，500 W以上基本平直，其中满载整机效率为97%(含辅助源及输入输出滤波器)，PF值为0.993 7，并网电流

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THD为1.86%。轻载时效率较低缘由固有损耗比重较大，且轻载时电感电流部分进入断续状态，导致

THD相对较高。由于本文中控制的并网电流系滤波电感电流，而非网侧电流，因而轻载时容性电流比例较大导致PF值相对较低，电网电压与并网电流有较大相位差。图8中输入电流含有输出电压两倍频脉动分量，这是输出功率呈现周期性变化所致，可通过前级直直变换器优化设计约束[19-20]。

PF

功率/W

(a) PF曲线

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效率/%

功率/W

(b) 整机效率曲线(含辅助源及输入输出滤波器) THD/%

38

476 1 450 286 965 1 930 129

功率/W

(c) THD曲线

Chinese)．

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图9 关键测试数据曲线 Fig. 9 Key test data curve

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收稿日期：2012-04-12。 作者简介：

嵇保健(1981)，男，博士研究生，研究方向为新能源并网技术，ji_baojian@ http://doc.guandang.net；

王建华(1982)，男，博士，讲师，研究方向为电力电子应用技术及电力电子系统集成；

赵剑锋(1972)，男，博士，博士生导师，教授，研究方向为电力电子在电力系统中的应用。

(责任编辑 吕鲜艳)

Extended Summary 正文参见pp.9-15

A High Efficiency Non-isolated Single-phase Photovoltaic Grid-connected

Inverter With H6-type Configuration

JI Baojian, WANG Jianhua, ZHAO Jianfeng

(Southeast University)

KEY WORDS: common voltage; leakage current; photovoltaic; non-isolated single-phase inverter

Grid-connected Photovoltaic (PV) systems have become more and more widespread in recent years. Non-isolated inverters with a decreased number of components, low cost and high efficiency are preferred solutions, which take power density, cost, weight and reliability into consideration. However, these inverters suffer from some safety and power quality drawbacks, such as common mode voltage or ground leakage current between grid and PV systems.

This paper proposes a novel transformerless photovoltaic grid-connected inverter with high efficiency and single phase, named as H6 inverter since it has six active switches that can alleviate leakage current as shown in Fig.1.

keeps a constant value of half voltage Uin/2, while bridge leg middle point voltage have three level values of Uin,Uin/2 and 0 as Fig.3 shown. Both high common and differential performances are achieved.

G1GG2GGG

Fig. 2 PWM Scheme

UAN(250 V/p) UBN,2ucm(200 V/p)

grid

t(4 ms/p)

Fig. 3 Common voltage

The proposed H6 inverter is featured by high

Fig. 1 The novel H6 inverter efficiency, low common voltage, good power quality,

and without the need for a split dc link. Fig.4 further In the grid positive half cycle as Fig.2 shown, S5 is

illustrates that the proposed H6 inverter presents high always on, where S1 and S4 are active. The input voltage

power factor (PF=0.9937) and low grid current harmonic applied to the inductors L1, L2 is the difference between

distortion (THD=1.86%) under full load conditions. And the input and the grid voltage, so the current is charging.

97.5% maximum efficiency is measured with a boost In this mode, common mode voltage is given by

front-end converter. High efficiency is achieved due to uAN uBNUin

(1) uAN Uin,uBN 0 ucm independent diodes D1, D2 are used and body diode’s 22

slow reverse-recovery issue is avoided. We should afford

Where S1 and S4

are inactive, and S5 is still on. D2

the cost of more semiconductors and drivers.

commutates at the PWM switching frequency. It

provides a freewheeling path to maintain inductor current, which is discharging by the grid voltage. At this

time, input voltage is shared between parasitic capacitors

of switches S1 and S3, due to large impedance of inactive

switches blocks’ discharging process of these parasitic

capacitors.

u uBNUinUU

(1) uAN in,uBN in u

cm AN

2222

The similar things happen in the grid negative half cycle as Fig.2 shown. So common mode voltage ucm Fig. 4 Input/output voltage and current waveforms

ug(250 V/p) uin(200 V/p)

ig(5 A/p) iin(2 A/p)

S2