微波仿真论坛 - 八木天线的设计仿真与测试(1)(6)

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向图‘f瘦”。归一化方向图是非归一化方向图除以主瓣最大值后得到的方向图，归 一化方向图的主瓣最大值为1?

一般情况下主要考察两个平面内的天线方向图（二维方向图），即E面和H 面。E面表示和电场平行的平面，有很多个，一般以通过某一或两个坐标轴并与 电场平行的平面作为E面。对于旋转对称天线的方向图，所有E面内的二维方向 图都相同。H面则是与磁场平行的平面，与E面一样，H面一般是指通过某一或 两个坐标轴并与磁场平行的平面。

与方向图密切相关的图特性参数有：主瓣宽度、副瓣电平、方向性系数。 主瓣宽度是指场强（或功率）从主瓣最大值下降到最大值的0.707倍（或0.5 倍）时，两点间的角度。主瓣宽度通常指方向图某个截面内的主瓣宽度。如果天 线方向图不是旋转的，则

各个截面内的主瓣宽度不等。一般情况下主要考虑E面 和H面的主瓣宽度。 副瓣电平是指副瓣电平最大值与主瓣电平最大值之比取以10为底的对数，再 乘以10 (功率）或乘20 (场强）得到的值。通常希望副瓣电平越低越好。但一般 情况下，某个副瓣电平降低则其它副瓣电平升高。如果让所有的副瓣电平都相等 则可以得到较低的副瓣电平。

四、天线的输入阻抗和驻波比。天线系统的输入阻抗直接影响天线发射效率。 天线通过馈线与发射机或接收机相连，工作于发射状态时，天线作为辐射装置， 从发射机得到能量，此时天线是发射机的负载；工作于接收状态时，天线将从空 间接收到的电磁波功率送至接收机，此时，天线对于接收机而言是个信号源，天 线无论作为发射天线还是接收天线，在天线的输入端（馈电点）都存在着阻抗， 天线的输入阻抗是指天线输入端电压与电流之比，即：

V Zin ? —=及 + jX .., (2.38)

式中实部为输入电阻，虚部为输入电抗》

无论是发射天线还是接收天线，我们都要求天线与馈线相匹配。发射天线匹 配意味着馈线送来的高频功率全部供给了天线；接收天线匹配可使天线输送给接 收机的功率为最大，天线系统匹配的条件是：

…（2.39)

式中&是馈线的特性阻抗。

天线的驻波比用VSWR来表示，它等于:

VSWR ----------- ^ i+|rj

? (2.40)

1七|

大线的基本理论

式中，rt为终端反射系数，它等于：

「=

Z

L

=irieM

+Z0 z

L

... (2.41)

+z0 1 11

一般要求天线的驻波比s 1.5，否则天线的辐射和接收性能会因为阻抗失配 而受到影响甚至会使方向图发生畸变。

表一：驻波t 匕VSWR 4传输功率白分比的关系 驻波比 (VSWR) 1.0 1.1 反射功率 百分传输功率 白分比比（％) 0.0 0.2 0.8 4.0 11J 25.0 （％) 100.0 99.8 99.2 96-0 , 88.9 75.0 12 1,5 2.0 3.0 由图可知，当驻波比是1:1时没有反射波，电压反射比为1。当VSWR大于 1时，反射功率也随之增加。当VSWR为2: 1时意味着，反射功率消耗总发射 功率的11.1%,信号损失0.5dB。当VSWR为1.5:1时，损失4%功率，信号降低< 0.18dB。

五、天线的谐振长度和带宽。谐振长度：某一工作频率时，天线输入阻抗的虚部 为零时所对应的天线长度是天线的谐振长度，通常比半波长的奇数倍要小，一般 天线越粗，^振长度越小。天线带宽：为一个以谐振.频率为中心的频率变化范,围， 在这个范围内天线的某个特性参数的变化还在可以容忍的程度内。有以方向图定 义、以阻抗定义、馈电行波系数定义以及其它参数定义的带宽。一般所说的带宽 指阻抗带宽：为输入功率罔阻抗不匹配降低到中心频率一半时的工作频率的变化 范围，通常与反射系数、驻波系数相联系。

2. 3线天线的馈电

当天线与传输线相连的时候，有效利用从传输线来的能量便显得非常重要。因 此，线天线的馈电问题，有两个主要因素值得考虑：1、天线与传输线间的阻抗匹 配2、天线的平衡不平衡转换。

首先考虑阻抗匹配。图2-7是一个典型的发射机和接收机的电路，通常发射机 或接收机的额定阻抗等于传输线的特性阻抗Zo,然而天线的阻抗ZA常偏离Zo很 远。因此，在大多数情况下，插入一个匹配网络是必要的。先来看失配带来的影 响。从传输线理论中可以知道，P且抗共轭匹配时可得到最大功率；反之，如果系

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统的匹配状况不佳，沿着传输线就会产生反射，从上节可知，也就是电压驻波比 VAWR将大于1。如果传输线是低损耗的，则反射波引起的损耗并不严重。对很 多应用来说，过低的VSWR既奢侈也没有必要。例如，当驻波比等于1.5时，仍 有的能量传输。当然，若驻波比过高，则能量会在传输线上多次反射，此时 传输线的损耗就会显著增大。

发射机或接收机 匹配网络 7^ 一\? 传输线 图2-7发射机/接收机与天线的典型连接方式

高驻波比对系统还有其他的不利影响。高功率应用中，在传输线的某些点上 将存在很高的电压，这叫做“热点”，且可能发生弧光放电。高驻波比意味着沿传 输线阻抗发生变化并且任意一点的阻抗随着频率的改变而变化，这将影响发射机 的正常工作,例如，输入阻抗的严重失配将会使发射频率改变，发生“频率牵引” 现象。

如果阻抗失配达到不可接受的程度，可以用几种方法进行改善。通常，如果 采用低损耗传输线，则特征阻抗Zo接近实数，要想匹配，就应选择输入阻抗接近 于Zo+iO的天线。不过这样的情况不具有通用性，可以采用图2-7所示的匹配网 络口匹配网络又有种形式，四分之一波长阻抗变换器就是个例子》这是一段长度 为四分之一波长的传输线，其特性阻抗应为7^7,其中是天线的输入电阻、 为收发设备的额定阻抗。如果天线阻抗不是纯电阻，则可以用另外的一些装置 将其电抗部分先行消除。例如在UHF和微波波段，采用短截线和波导膜片等等调 谐装置。而在低频段，电抗分量的消除一般通过可变电容和电感实现。

但在设计匹配网络时，如果想得到非常精确的匹配，它通常是是窄带的。如 果匹配网络设计成宽频带t则不可能在所有的点上精确匹配。

其次，平衡输出时的平衡不平衡转换问题。对于线天线来说，如果采用偶极 子或折合振子等平衡传输单元做为馈源，那么当天线与同轴线连接时，就要考虑平 衡不平衡转换的问题。如下图2-8是同轴线直接接平衡馈电端的示意图。2-9是其 等效电路图，其中传输线的特性阻抗是2。，负载阻抗是Zp &是折合振子的阻 抗。，对于传输线来说，它可以是平衡的也可以是不平衡的，而平行双线本身就